各種PCB設計疏忽及應對策略

　　公認的計算微帶線阻抗的標準是：
　　

 
　　式中，εr為電介質的介電常數，h為引線距離地層的高度，w為引線寬度，t為引線厚度(圖7)。w/h介于0.1至2.0、εr介于1至15之間時，該公式的計算結果相當準確7。
　　

 
　　圖7.該圖為PCB橫截面(與圖5類似)，表示用于計算微帶線阻抗的結構。
　　為評估引線長度的影響，確定引線寄生參數對理想電路的去諧效應更實用。本例中，我們討論雜散電容和電感。用于微帶線的特征電容標準方程為：
　　

 
　　舉例說明，假設PCB厚度為0.0625in(h=62.5mil)，1盎司覆銅引線(t=1.35mil)，寬度為0.01in(w=10mil)，采用FR-4電路板。注意，FR-4的εr典型值為4.35法拉/米(F/m)，但范圍可從4.0F/m至4.7F/m。本例計算得到的特征值為Z0=134Ω，C0=1.04pF/in，L0=18.7nH/in。
　　對于ISM-RF設計中，電路板上布局長度為12.7mm(0.5in)的引線，可產生大約0.5pF和9.3nH的寄生參數(圖8)。這一等級的寄生參數對于接收器諧振槽路的影響(LC乘積的變化)，可能產生315MHz±2%或433.92MHz±3.5%的變化。由于引線寄生效應所產生的附加電容和電感，使得315MHz振蕩頻率的峰值達到312.17MHz，433.92MHz振蕩頻率的峰值達到426.61MHz。
　　

 
　　圖8.一個緊湊的PCB布局，寄生效應會對電路產生影響。
　　另外一個例子是Maxim的超外差接收機(MAX7042)的諧振槽路，推薦使用的元件在315MHz時為1.2pF和30nH;433.92MHz時為0pF和16nH。利用方程計算諧振電路振蕩頻率：
　　

 
　　評估板諧振電路應包括封裝和布局的寄生效應，計算315MHz諧振頻率時，寄生參數分別為7.3pF和7.5pF。注意，LC乘積表現為集總電容。
　　綜上所述，布板須遵循以下原則：
　　保持引線長度盡可能短。
　　關鍵電路盡量靠近器件放置。
　　根據實際布局寄生效應對關鍵元件進行補償。
　　接地與填充處理
　　接地或電源層定義了一個公共參考電壓，通過低阻通路為系統(tǒng)的所有部件供電。按照這種方式均衡所有電場，產生良好的屏蔽機制。
　　直流電流總是傾向于沿著低阻通路流通。同理，高頻電流也是優(yōu)先流過低電阻的通路。所以，對于地層上方的標準PCB微帶線，返回電流試圖流入引線正下方的接地區(qū)域。按照上述引線耦合部分所述，割斷的接地區(qū)域會引入各種噪聲，進而通過磁場耦合或匯聚電流而增大串擾(圖9)。
　　

圖9.盡可能保持地層完整，否則返回電流會引起串擾。
 
　　填充地也稱為保護線，通常將其用于電路中很難鋪設連續(xù)接地區(qū)域或需要屏蔽敏感電路的設計(圖10)。通過在引線兩端，或者是沿線放置接地過孔(即過孔陣列)，增大屏蔽效應8。請不要將保護線與設計用來提供返回電流通路的引線相混合，這樣的布局會引入串擾。
　　

 
　　圖10.RF系統(tǒng)設計中須避免覆銅線浮空，特別是需要鋪設銅皮的情況下。
　　覆銅區(qū)域不接地(浮空)或僅在一端接地時，會制約其有效性。有些情況下，它會形成寄生電容，改變周圍布線的阻抗或在電路之間產生“潛在”通路，從而造成不利影響。簡而言之，如果在電路板上鋪設了一塊覆銅(非電路信號走線)，來確保一致的電鍍厚度。覆銅區(qū)域應避免浮空，因為它們會影響電路設計。
　　后，確?？紤]天線附近任何接地區(qū)域的影響。任何單極天線都將接地區(qū)域、走線和過孔作為系統(tǒng)均衡的一部分，非理想均衡布線會影響天線的輻射效率和方向(輻射模板)。因此，不應將接地區(qū)域直接放置在單極PCB引線天線的下方。
　　綜上所述，應該遵循以下原則：
　　盡量提供連續(xù)、低阻的接地區(qū)域。
　　填充線的兩端接地，并盡量采用過孔陣列。
　　RF電路附近不要將覆銅線浮空，RF電路周圍不要鋪設銅皮。
　　如果電路板包括多個地層，信號線從一側過度另一側時，好鋪設一個接地過孔。
　　晶體電容過大
　　寄生電容會使晶振的工作頻率偏離目標值9。因此，須遵循一些常規(guī)準則，降低晶體引腳、焊盤、走線或與RF器件連接的雜散電容。
　　應遵循以下原則：
　　晶體與RF器件之間的連線盡可能短。
　　相互之間的走線盡可能保持隔離。
　　如果并聯寄生電容太大，則去除晶體下方的接地區(qū)域。
　　平面走線電感
　　不建議使用平面走線或PCB螺旋電感，典型PCB制造工藝具有一定的不精確性，例如寬度、空間容差，從而對元件值精度影響非常大。因此，大多數受控和高Q值電感均為繞線式。其次，可以選擇多層陶瓷電感，多層片式電容廠商也提供這種產品。盡管如此，有些設計者還是在不得已的情況下選擇了螺線電感。計算平面螺旋電感的標準公式通常采用惠勒公式10：
　　

 
　　式中，a為線圈的平均半徑，單位為英寸;n為匝數;c為線圈磁芯的寬度(rOUTER-rINNER)，單位為英寸。當線圈的c>0.2a時11，該計算方法的精度在5%之內。
　　可以使用方形、六角形或其它形狀的單層螺旋電感?？梢哉业椒浅：玫慕品椒?，對集成電路晶圓上的平面電感進行建模。為了達到這一目的，對標準惠勒公式進行修改，得到非常適合小尺寸及方形規(guī)格的平面電感估算方法12。
　　

 
　　避免使用這種電感的原因有很多，它們通常受空間限制而導致電感值減小。避免使用平面電感的主要原因是受限制的幾何尺寸，以及對臨界尺寸的控制較差，從而無法預測電感值。此外，PCB生產過程中很難控制實際電感值，電感還會將噪聲耦合到電路的其它部分的趨向(參見上文中的引線耦合部分)。
　　總而言之，應該：
　　避免使用平面走線電感。
　　盡量使用繞線片式電感。
　　總結
　　如上所述，幾種常見的PCB布局陷阱會造成ISM-RF設計問題。然而，注意電路的非理想特性，您完全可避免這些缺陷。補償這些不希望的影響需要適當處理表面上無關緊要的事項，例如元件方向、走線長度、過孔布置，以及接地區(qū)域的用法。遵守以上的指導原則，您可明顯節(jié)省浪費在修正錯誤方面的時間和金錢。